光载无线信号的OCS-DPSK调制格式

基金项目：国家自然科学基金资助项目(60407008)

    光载无线(ROF)宽带无线接入网络是新兴的研究领域，它结合光纤通信和无线通信两大技术的优势，可以实现超过吉比特每秒无线业务的分发。ROF在未来高速宽带无线通信系统中具有重要的地位[1]。在ROF系统中，需要采用高频毫米波来承载高速数据(大于吉比特每秒)以提高无线通信系统的容量，同时也可使无线信道避开拥挤的低频频段。然而，高频信号在大气中的衰减严重，导致单个基站单元的覆盖面积较小，要满足覆盖相同区域的通信要求，必须增加基站单元数量，从而增加了ROF系统的成本和复杂度，给设计和维护带来不便。因此，将基站复杂昂贵的设备转移到中心站并且能被所有的基站共享，从而最小化基站的配置成本是非常具有吸引力的方法。在这种情况下，整个ROF系统的结构设计、选择合适的调制格式分发上行和下行信号具有非常关键的作用。

    在ROF系统中，对于下行信号的传输，采用外调制器，基于光载波抑制技术，可以产生两倍射频信号频率的ROF信号[2-4]，能够有效降低光电器件的带宽需求，而且适合长距离的传输，被广泛研究。另一方面，实现上行信号的传输面临很大的挑战。在实际的系统中，从天线接收到的上行高频无线信号需要下变频到基带或者中频频段，然后调制到光载波上。下变频需要在基站直接提供高速本振信号，无疑会增加基站的成本，从中心站远程分发本振信号到基站是一个有效的方法[5-7]。同时，上行数据的调制需要在基站提供附加的光源作为光载波，这将导致复杂的波长管理，也不可避免地增加了基站的配置成本。为了克服由于配置额外的光源带来的基站的高成本和复杂性，一些可行的设计方案例如波长重使用[8-10]、载波重调制[11-12]、使用法布里-珀罗(FP)激光器[13]等技术被提出。

    目前，同时传输下行ROF信号和避免基站附加的光载波，或者同时传输下行ROF信号和远程分发本振信号的方案已经实现。然而，同时实现传输下行ROF信号、远端产生本振信号和上行信号重调制的技术还没有被提出。本文提出采用新颖的光载波抑制-差分相移键控(OCS-DPSK)调制格式，可以实现双向ROF系统上述3个关键的功能，最小化整个系统的配置成本。而且，在方案中，产生OCS-DPSK调制格式只需要一个单驱动马赫-曾德调制器(MZM)[14]。相比较传统的OCS-DPSK发射机，需要两个独立的调制器，本文提出的发射机结构具有结构紧凑、容易监测和控制、低成本和低插入损耗等优点。

1 OCS-DPSK调制分析
    OCS-DPSK调制格式包含两个边带，每个边带都携带同样的差分相移键控(DPSK)信号。因此，OCS-DPSK的光场可以表示为：
Eout (t )=AE in(t )·{[cos(ωc -ωs )t +Ф(t )]+
                        [cos(ωc +ωs )t +Ф(t )]}   (1)

    其中ωc  和E in(t )是输入光信号的角频率和光场幅度，ωs  表示射频信号的角频率，Ф(t )=[0或π]表示DPSK信号的瞬时相位。

    下面，对OCS-DPSK调制格式在ROF系统中的应用进行详细的分析，首次指出采用OCS-DPSK信号，可以实现双向ROF系统3个最关键的基本功能：

    (1)将基带信号上变换到射频频段
    将基带信号上变换到射频频段，即产生ROF信号。OCS-DPSK是相位调制的信号，不能直接进行光电转换。必须先用1比特延迟的马赫-曾德延迟干涉仪(MZDI)进行相位调制信号到强度调制信号的转换，也即得到光载波抑制-幅移键控(OCS-ASK)信号。OCS-ASK信号输入到接收机进行光电转换，得到携载基带数据的无线信号，然后通过天线发射给用户。

    (2)实现上行信号的强度重调制
    因为OCS-DPSK的两个边带均为同样的DPSK调制格式，因此可以将其中的一个边带分离出来，即得到DPSK信号。DPSK信号是相位调制格式，具有恒定的光功率，因此可以作为光载波，被上行数据进行强度重调制，形成混合的正交相位/幅度调制格式。因而，在基站，上行数据的调制不需要额外的光源，降低了基站的配置成本。

    (3)产生本振信号
    OCS-DPSK信号两个边带的相位信息完全相同，当直接进行光电探测时，两个光边带相互拍频，使得边带上的相位信息被完全擦除，得到两倍频的射频信号，可以表示为：
I out(t )=A2|E  in(t )|2·cos(2ωst)    (2)

    因此，OCS-DPSK信号直接用接收机进行光电转换后，得到的这个射频信号可以作为基站的本振信号，用来将天线接收到的上行链路无线数据下变频到基带。

    基于上述分析，在双向ROF系统，如果采用OCS-DPSK调制格式，可以同时实现3个最重要的功能：将基带信号上变换到射频频段、产生远端本振信号和上行数据重调制，因此可以最小化整个ROF系统的配置成本。

2 基于单驱动MZM的OCS-DPSK产生技术

2.1 工作原理

    本文提出使用一个单驱动MZM产生OCS-DPSK信号。首先采用一个交流耦合的双极性基带数据(如图1(a)所示)和射频信号(如图1(b)所示)混频，产生双极性的电副载波(SCM)信号(如图1(c)所示)，信号可以用下式表示：

VSCM(t )=Vs·data(t )·sin(ωst)     (3)

    其中data(t )[=1或-1]表示交流耦合的随机比特序列，Vs是混频的副载波信号的幅度，ωs 是射频信号的角频率。驱动MZM的电信号(包括偏置电压)可以表示为：
V(t )=εVπ+αVπ·data(t )·sin(ωst )     (4)

    其中ε和α是调制器的偏置电压和SCM信号的幅度对调制器半波电压Vπ归一化后的值。则MZM的输出场可以表示为：
E out (t )=E in(t )·cos(ωct )·cos{π/2[ε+
                      α·data (t )·sin(ωst )]}     (5)

    其ωc和Ein (t )是输入光信号的角频率和光场幅度。当ε=1，也即MZM偏置在传输最低点时，包括光载波在内的偶次谐波被抑制，因此得到了光载波抑制(OCS)信号。将方程(5)用贝塞尔函数展开所得的光场为：

    由于高次边带的光功率很低，可以忽略不计，因此只考虑一次边带，则方程(6)可以进一步简化为：
E out (t )≈AE in(t )·sgn(data (t ))·J1(π/2α·
                            |data (t )|)·sin(ωst )·cos(ωct )=
                        AEin(t )·sgn(data (t ))·J1(π/2α·
                          [cos(ωc -ωs )t-cos(ωct +ωs)t ]     (7)

    从方程(7)可以看出，MZM输出的信号包括包络和相位两部分，其中包络由AE in(t )·J1(α)·[cos(ωc -ωs )t -cos(ωc  +ωs   )t ] 决定，它在时域显示了一个周期性的波形。而信号的相位主要由因子sgn(data (t ))决定，当data (t )由1变化成-1时，瞬时相位发生反转。因此，在比特“1”和“-1”之间，调制器位于传输零点时，有一个相位跳变。相应地，比特“1”对应载波的相位π，比特“-1”对应载波相位0，这两个状态具有相同的光功率，如图1(d)所示。因此，MZM输出的光信号就是OCS-DPSK格式。

2.2 实验装置和结果
    图2所示为提出的基于OCS-DPSK调制格式的双向ROF系统的实验装置图，其中插图所示光谱的频谱分辨率为0.07 nm，频谱起始波长为1548.86 nm，终止波长为1550.86 nm；X轴的刻度为0.2 nm/div，Y轴的刻度为5 dB/div。在中心站，一个10 GHz的单驱动MZM用来调制可调光源输出的连续光。交流耦合的1.25 Gb/s的双极性基带数据和10 GHz的射频信号混频得到电SCM信号，其波形和眼图如图2(Ⅰ)和图2(Ⅱ)所示。电SCM信号被放大后驱动MZM，MZM偏置在传输曲线的最低点，得到重复频率20 GHz的OCS-DPSK信号，图2(Ⅲ)和图2(Ⅳ)所示为光眼图和光谱。为了验证得到的信号是OCS-DPSK调制格式，本文使用光纤布拉格光栅(FBG)滤出OCS-DPSK的一个边带，并用1比特延迟的MZDI解调后进行检测，所测得的光眼图2(Ⅴ)和2(Ⅵ)进一步验证了MZM产生的是OCS-DPSK信号。OCS-DPSK被掺铒光纤放大器(EDFA)放大到约8 dBm的光功率，一个可调光滤波器(TOF)用来滤除光放大器的自发辐射(ASE)噪声。

    经过25 km的标准单模光纤传输，在基站，OCS-DPSK信号被一个三端口的光分路器分成3部分：第一部分首先用1比特延迟的MZDI转换成OCS-ASK强度信号，眼图如图2(Ⅶ)。MZDI用两个光耦合器熔接而成，上下两臂的长度差约15.96 cm，可以为1.25 Gb/s的DPSK实现1比特的延迟。实际上，需要用一个平衡接收机将解调后的OCS-DPSK信号转换成电无线信号然后通过天线广播给用户。在本实验中，采用单个的40 GHz的高速光探测器实现单端检测，得到一个携载1.25 Gb/s基带数据的20 GHz的无线信号。图3给出了测量的电谱，电谱频率范围是18～22 GHz，实验结果显示基带数据被成功地上变频到20 GHz的波段。因缺乏高速的混频器将20 GHz的电无线信号下变频到基带，本文采用文献[11]的方法进行误码率(BER)检测。测量的BER性能和电眼图如图4所示，接收机灵敏度约18 dB。经过25 km的光纤传输后，功率代价小于0.5 dB。

    第二部分用40 GHz的光探测器直接进行检测，得到20 GHz的本振信号。进行光电转换之前的光眼图如图2(Ⅷ)。因为产生的OCS-DPSK信号含有冗余的幅度调制信息，被转换到电域，导致得到的本振信号含有频率为1.25 GHz整数倍的谐波，如图5所示电谱仪测得的电谱，频率范围为0～25 GHz。但是这些不需要的谐波成分的幅度比20 GHz的本振信号的幅度要低20 dB，而且，也可以用窄带电滤波器来进一步提高本振信号的频谱纯度。同时，本文也测量了所得到的本振信号的相位噪声，如图6所示。在1 kHz的频率偏移处，测得的20 GHz的本振信号的相位噪声约-93 dBc/Hz(电谱仪的分辨率设为30 Hz)。相对于从低噪声射频信号发生器(Agilent E8257D)产生的10 GHz射频信号，信号在1 kHz的频率偏移处的相位噪声约-100 dBc/Hz，有约-7 dB的相位噪声衰落。理论上，两倍频信号的相位噪声衰落大约10Log10(22)=6 dB[15]。因此，测量的结果显示得到的本振信号具有很好的相位噪声性能。

    第三部分输入到一个3 dB带宽约0.114 nm的FBG，滤出它的下边带，光眼图如图2(Ⅸ)。这个下边带被上行1.25 Gb/s伪随机比特序列(PRBS)的基带数据进行强度重调制，产生幅移键控(ASK)调制格式，光眼图如图2(Ⅹ)。在真正的ROF接入网络中，连接天线的双工器接收到用户发送的上行无线信号，这个无线信号和本振信号混频，将上行无线信号下变频到基带。重调制的上行ASK信号用EDFA放大后，经过25 km的标准单模光纤传输送到中心站进行接收。图7给出了上行信号的电眼图和BER性能，接收机灵敏度约15.8 dBm，功率代价约为0.3 dB。相比较下行ROF信号，接收机灵敏度有约2dB的功率代价，这主要是由于下行链路比上行链路多用了一个EDFA，导致更多的ASE噪声。另外，下行链路的信号用 1.25 Gb/s的窄带MZDI进行解调，而上行数据通过一个3 dB带宽约0.114 nm(约9 GHz)的光滤波器，因此上行数据遭受更多的噪声影响，导致接收机灵敏度衰落。

3 结束语
    本文提出采用新颖的OCS-DPSK调制码型，可以实现双向ROF系统3个关键的功能：将基带信号上变换到射频频段(产生和传输ROF信号)、产生远端本振信号以及上行数据重调制，从而最小化整个ROF系统的配置成本。本文提出并实验验证采用单驱动MZM，通过产生双极性的电SCM信号以及基于OCS调制技术，得到OCS-DPSK信号，并实验演示了OCS-DPSK调制格式在ROF系统中的上述3个关键功能。

4 参考文献
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收稿日期：2009-01-20

[摘要] 文章提出一种新型的光载波抑制-差分相移键控(OCS-DPSK)调制格式，可以实现光载无线(RoF)系统的3个关键功能：分发下行RoF信号、产生远端本振信号和上行数据的重调制，从而实现成本最优的RoF接入网络。文章作者实验演示了基于单个单臂马赫-曾德调制器产生OCS-DPSK控调制格式的全双工RoF传输系统。

[关键词] 光载无线；光载波抑制-差分相移键控；马赫-曾德调制器

[Abstract] This article demonstrates that Optical Carrier Suppressed-Differential Phase-Shift Keying (OCS-DPSK) modulation format can be used to realize three key functions in Radio over Fiber (RoF) system: delivering downlink RoF signals, generating remote Local Oscillator (LO) signal, and re-modulating uplink signal. Therefore, the best-cost RoF access network could be realized. The full-duplex ROF system based on one single-drive Mach-Zehnder Modulator (MZM) to generate OCS-DPSK is introduced.

[Keywords] RoF; OCS-DPSK; MZM

基金项目：国家自然科学基金资助项目(60407008)

    光载无线(ROF)宽带无线接入网络是新兴的研究领域，它结合光纤通信和无线通信两大技术的优势，可以实现超过吉比特每秒无线业务的分发。ROF在未来高速宽带无线通信系统中具有重要的地位[1]。在ROF系统中，需要采用高频毫米波来承载高速数据(大于吉比特每秒)以提高无线通信系统的容量，同时也可使无线信道避开拥挤的低频频段。然而，高频信号在大气中的衰减严重，导致单个基站单元的覆盖面积较小，要满足覆盖相同区域的通信要求，必须增加基站单元数量，从而增加了ROF系统的成本和复杂度，给设计和维护带来不便。因此，将基站复杂昂贵的设备转移到中心站并且能被所有的基站共享，从而最小化基站的配置成本是非常具有吸引力的方法。在这种情况下，整个ROF系统的结构设计、选择合适的调制格式分发上行和下行信号具有非常关键的作用。

    在ROF系统中，对于下行信号的传输，采用外调制器，基于光载波抑制技术，可以产生两倍射频信号频率的ROF信号[2-4]，能够有效降低光电器件的带宽需求，而且适合长距离的传输，被广泛研究。另一方面，实现上行信号的传输面临很大的挑战。在实际的系统中，从天线接收到的上行高频无线信号需要下变频到基带或者中频频段，然后调制到光载波上。下变频需要在基站直接提供高速本振信号，无疑会增加基站的成本，从中心站远程分发本振信号到基站是一个有效的方法[5-7]。同时，上行数据的调制需要在基站提供附加的光源作为光载波，这将导致复杂的波长管理，也不可避免地增加了基站的配置成本。为了克服由于配置额外的光源带来的基站的高成本和复杂性，一些可行的设计方案例如波长重使用[8-10]、载波重调制[11-12]、使用法布里-珀罗(FP)激光器[13]等技术被提出。

    目前，同时传输下行ROF信号和避免基站附加的光载波，或者同时传输下行ROF信号和远程分发本振信号的方案已经实现。然而，同时实现传输下行ROF信号、远端产生本振信号和上行信号重调制的技术还没有被提出。本文提出采用新颖的光载波抑制-差分相移键控(OCS-DPSK)调制格式，可以实现双向ROF系统上述3个关键的功能，最小化整个系统的配置成本。而且，在方案中，产生OCS-DPSK调制格式只需要一个单驱动马赫-曾德调制器(MZM)[14]。相比较传统的OCS-DPSK发射机，需要两个独立的调制器，本文提出的发射机结构具有结构紧凑、容易监测和控制、低成本和低插入损耗等优点。

1 OCS-DPSK调制分析
    OCS-DPSK调制格式包含两个边带，每个边带都携带同样的差分相移键控(DPSK)信号。因此，OCS-DPSK的光场可以表示为：
Eout (t )=AE in(t )·{[cos(ωc -ωs )t +Ф(t )]+
                        [cos(ωc +ωs )t +Ф(t )]}   (1)

    其中ωc  和E in(t )是输入光信号的角频率和光场幅度，ωs  表示射频信号的角频率，Ф(t )=[0或π]表示DPSK信号的瞬时相位。

    下面，对OCS-DPSK调制格式在ROF系统中的应用进行详细的分析，首次指出采用OCS-DPSK信号，可以实现双向ROF系统3个最关键的基本功能：

    (1)将基带信号上变换到射频频段
    将基带信号上变换到射频频段，即产生ROF信号。OCS-DPSK是相位调制的信号，不能直接进行光电转换。必须先用1比特延迟的马赫-曾德延迟干涉仪(MZDI)进行相位调制信号到强度调制信号的转换，也即得到光载波抑制-幅移键控(OCS-ASK)信号。OCS-ASK信号输入到接收机进行光电转换，得到携载基带数据的无线信号，然后通过天线发射给用户。

    (2)实现上行信号的强度重调制
    因为OCS-DPSK的两个边带均为同样的DPSK调制格式，因此可以将其中的一个边带分离出来，即得到DPSK信号。DPSK信号是相位调制格式，具有恒定的光功率，因此可以作为光载波，被上行数据进行强度重调制，形成混合的正交相位/幅度调制格式。因而，在基站，上行数据的调制不需要额外的光源，降低了基站的配置成本。

    (3)产生本振信号
    OCS-DPSK信号两个边带的相位信息完全相同，当直接进行光电探测时，两个光边带相互拍频，使得边带上的相位信息被完全擦除，得到两倍频的射频信号，可以表示为：
I out(t )=A2|E  in(t )|2·cos(2ωst)    (2)

    因此，OCS-DPSK信号直接用接收机进行光电转换后，得到的这个射频信号可以作为基站的本振信号，用来将天线接收到的上行链路无线数据下变频到基带。

    基于上述分析，在双向ROF系统，如果采用OCS-DPSK调制格式，可以同时实现3个最重要的功能：将基带信号上变换到射频频段、产生远端本振信号和上行数据重调制，因此可以最小化整个ROF系统的配置成本。

2 基于单驱动MZM的OCS-DPSK产生技术

2.1 工作原理

    本文提出使用一个单驱动MZM产生OCS-DPSK信号。首先采用一个交流耦合的双极性基带数据(如图1(a)所示)和射频信号(如图1(b)所示)混频，产生双极性的电副载波(SCM)信号(如图1(c)所示)，信号可以用下式表示：

VSCM(t )=Vs·data(t )·sin(ωst)     (3)

    其中data(t )[=1或-1]表示交流耦合的随机比特序列，Vs是混频的副载波信号的幅度，ωs 是射频信号的角频率。驱动MZM的电信号(包括偏置电压)可以表示为：
V(t )=εVπ+αVπ·data(t )·sin(ωst )     (4)

    其中ε和α是调制器的偏置电压和SCM信号的幅度对调制器半波电压Vπ归一化后的值。则MZM的输出场可以表示为：
E out (t )=E in(t )·cos(ωct )·cos{π/2[ε+
                      α·data (t )·sin(ωst )]}     (5)

    其ωc和Ein (t )是输入光信号的角频率和光场幅度。当ε=1，也即MZM偏置在传输最低点时，包括光载波在内的偶次谐波被抑制，因此得到了光载波抑制(OCS)信号。将方程(5)用贝塞尔函数展开所得的光场为：

    由于高次边带的光功率很低，可以忽略不计，因此只考虑一次边带，则方程(6)可以进一步简化为：
E out (t )≈AE in(t )·sgn(data (t ))·J1(π/2α·
                            |data (t )|)·sin(ωst )·cos(ωct )=
                        AEin(t )·sgn(data (t ))·J1(π/2α·
                          [cos(ωc -ωs )t-cos(ωct +ωs)t ]     (7)

    从方程(7)可以看出，MZM输出的信号包括包络和相位两部分，其中包络由AE in(t )·J1(α)·[cos(ωc -ωs )t -cos(ωc  +ωs   )t ] 决定，它在时域显示了一个周期性的波形。而信号的相位主要由因子sgn(data (t ))决定，当data (t )由1变化成-1时，瞬时相位发生反转。因此，在比特“1”和“-1”之间，调制器位于传输零点时，有一个相位跳变。相应地，比特“1”对应载波的相位π，比特“-1”对应载波相位0，这两个状态具有相同的光功率，如图1(d)所示。因此，MZM输出的光信号就是OCS-DPSK格式。

2.2 实验装置和结果
    图2所示为提出的基于OCS-DPSK调制格式的双向ROF系统的实验装置图，其中插图所示光谱的频谱分辨率为0.07 nm，频谱起始波长为1548.86 nm，终止波长为1550.86 nm；X轴的刻度为0.2 nm/div，Y轴的刻度为5 dB/div。在中心站，一个10 GHz的单驱动MZM用来调制可调光源输出的连续光。交流耦合的1.25 Gb/s的双极性基带数据和10 GHz的射频信号混频得到电SCM信号，其波形和眼图如图2(Ⅰ)和图2(Ⅱ)所示。电SCM信号被放大后驱动MZM，MZM偏置在传输曲线的最低点，得到重复频率20 GHz的OCS-DPSK信号，图2(Ⅲ)和图2(Ⅳ)所示为光眼图和光谱。为了验证得到的信号是OCS-DPSK调制格式，本文使用光纤布拉格光栅(FBG)滤出OCS-DPSK的一个边带，并用1比特延迟的MZDI解调后进行检测，所测得的光眼图2(Ⅴ)和2(Ⅵ)进一步验证了MZM产生的是OCS-DPSK信号。OCS-DPSK被掺铒光纤放大器(EDFA)放大到约8 dBm的光功率，一个可调光滤波器(TOF)用来滤除光放大器的自发辐射(ASE)噪声。

    经过25 km的标准单模光纤传输，在基站，OCS-DPSK信号被一个三端口的光分路器分成3部分：第一部分首先用1比特延迟的MZDI转换成OCS-ASK强度信号，眼图如图2(Ⅶ)。MZDI用两个光耦合器熔接而成，上下两臂的长度差约15.96 cm，可以为1.25 Gb/s的DPSK实现1比特的延迟。实际上，需要用一个平衡接收机将解调后的OCS-DPSK信号转换成电无线信号然后通过天线广播给用户。在本实验中，采用单个的40 GHz的高速光探测器实现单端检测，得到一个携载1.25 Gb/s基带数据的20 GHz的无线信号。图3给出了测量的电谱，电谱频率范围是18～22 GHz，实验结果显示基带数据被成功地上变频到20 GHz的波段。因缺乏高速的混频器将20 GHz的电无线信号下变频到基带，本文采用文献[11]的方法进行误码率(BER)检测。测量的BER性能和电眼图如图4所示，接收机灵敏度约18 dB。经过25 km的光纤传输后，功率代价小于0.5 dB。

    第二部分用40 GHz的光探测器直接进行检测，得到20 GHz的本振信号。进行光电转换之前的光眼图如图2(Ⅷ)。因为产生的OCS-DPSK信号含有冗余的幅度调制信息，被转换到电域，导致得到的本振信号含有频率为1.25 GHz整数倍的谐波，如图5所示电谱仪测得的电谱，频率范围为0～25 GHz。但是这些不需要的谐波成分的幅度比20 GHz的本振信号的幅度要低20 dB，而且，也可以用窄带电滤波器来进一步提高本振信号的频谱纯度。同时，本文也测量了所得到的本振信号的相位噪声，如图6所示。在1 kHz的频率偏移处，测得的20 GHz的本振信号的相位噪声约-93 dBc/Hz(电谱仪的分辨率设为30 Hz)。相对于从低噪声射频信号发生器(Agilent E8257D)产生的10 GHz射频信号，信号在1 kHz的频率偏移处的相位噪声约-100 dBc/Hz，有约-7 dB的相位噪声衰落。理论上，两倍频信号的相位噪声衰落大约10Log10(22)=6 dB[15]。因此，测量的结果显示得到的本振信号具有很好的相位噪声性能。

    第三部分输入到一个3 dB带宽约0.114 nm的FBG，滤出它的下边带，光眼图如图2(Ⅸ)。这个下边带被上行1.25 Gb/s伪随机比特序列(PRBS)的基带数据进行强度重调制，产生幅移键控(ASK)调制格式，光眼图如图2(Ⅹ)。在真正的ROF接入网络中，连接天线的双工器接收到用户发送的上行无线信号，这个无线信号和本振信号混频，将上行无线信号下变频到基带。重调制的上行ASK信号用EDFA放大后，经过25 km的标准单模光纤传输送到中心站进行接收。图7给出了上行信号的电眼图和BER性能，接收机灵敏度约15.8 dBm，功率代价约为0.3 dB。相比较下行ROF信号，接收机灵敏度有约2dB的功率代价，这主要是由于下行链路比上行链路多用了一个EDFA，导致更多的ASE噪声。另外，下行链路的信号用 1.25 Gb/s的窄带MZDI进行解调，而上行数据通过一个3 dB带宽约0.114 nm(约9 GHz)的光滤波器，因此上行数据遭受更多的噪声影响，导致接收机灵敏度衰落。

3 结束语
    本文提出采用新颖的OCS-DPSK调制码型，可以实现双向ROF系统3个关键的功能：将基带信号上变换到射频频段(产生和传输ROF信号)、产生远端本振信号以及上行数据重调制，从而最小化整个ROF系统的配置成本。本文提出并实验验证采用单驱动MZM，通过产生双极性的电SCM信号以及基于OCS调制技术，得到OCS-DPSK信号，并实验演示了OCS-DPSK调制格式在ROF系统中的上述3个关键功能。

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收稿日期：2009-01-20

[摘要] 文章提出一种新型的光载波抑制-差分相移键控(OCS-DPSK)调制格式，可以实现光载无线(RoF)系统的3个关键功能：分发下行RoF信号、产生远端本振信号和上行数据的重调制，从而实现成本最优的RoF接入网络。文章作者实验演示了基于单个单臂马赫-曾德调制器产生OCS-DPSK控调制格式的全双工RoF传输系统。

[关键词] 光载无线；光载波抑制-差分相移键控；马赫-曾德调制器

[Abstract] This article demonstrates that Optical Carrier Suppressed-Differential Phase-Shift Keying (OCS-DPSK) modulation format can be used to realize three key functions in Radio over Fiber (RoF) system: delivering downlink RoF signals, generating remote Local Oscillator (LO) signal, and re-modulating uplink signal. Therefore, the best-cost RoF access network could be realized. The full-duplex ROF system based on one single-drive Mach-Zehnder Modulator (MZM) to generate OCS-DPSK is introduced.

[Keywords] RoF; OCS-DPSK; MZM