长波长PIN/HBT集成光接收机前端噪声分析

    磷化铟(InP)基低噪声光接收机是长距离、高速(大于10 Gb/s)光通信系统主要的组成部分之一。在光接收机中由光电探测器和低噪声前置放大电路组成的前端对整机的速率和灵敏度有重要影响。由于光电集成电路(OEIC)器件可大大降低器件的寄生效应,提高器件的工作频率和可靠性，因此是光通信器件未来的发展趋势。但目前III-V族光电集成技术还不很成熟，从而使得相对集成度较小的前端成为目前OEIC光接收机领域的研究热点。在多种集成方式中，由于PIN/异质结双极晶体管(PIN/HBT)集成前端较之其他集成方式更具优势[1]，因此目前是OEIC光接收机前端主要的研究方向之一。表1列出了PIN/HBT OEIC光接收机前端的最新研究进展。

    由于光接收机前端的灵敏度主要取决于噪声电流的大小，因此PIN/HBT OEIC前端的噪声分析成为器件设计优化的重要内容之一。本文分析的OEIC光接收机的前端电路结构如图1所示，其中的Q1(InP/InGaAs HBT)为单管共射放大，R f为反馈电阻，R L为负载电阻。HBT的等效电路如图2所示[1]。

1 等效输入噪声电流均方根功率谱密度的计算
    图1所示OEIC光接收机前端电路的等效噪声电路如图3所示，其中，PIN-PD使用电流源I ph、结电容C j和串联电阻R s表示。为了简化等效输入噪声电流均方根(RMS)功率谱密度(PSD)的计算，可将图2中的电容Cbc等效到HBT的输入端口，并且将电容Cc看作与电容C?仔并联[6]。由于电阻RL通常远大于电阻Rcc´(约10 ?赘)，同时，小信号输出电导go在HBT中一般也很小(约0.01 mS)，所以图3中忽略了Rcc´和go。

    图3中噪声电流包括散粒噪声电流和热噪声电流，根据定义这两种噪声电流的均方根PSD分别表示为SSn=  2qI 和S Tn=  4kT/R，单位为A/  Hz。利用电路分析的方法，将所有噪声电流等效到OEIC前端的输入部分，得直流电流I B和I C产生的散粒噪声电流等效后的输入噪声电流均方根PSD分别为：

其中Z j =               ，Z 0=R s+Z j，Z1=Z 0||                ||R f，

热噪声源I Tns、I nbb´和I Tnf等效后的输入噪声电流均方根PSD为：

    负载电阻R L产生的热噪声电流，由于其等效过程中的传递函数与I C产生的散粒噪声电流的传递函数相同，所以其等效输入噪声电流均方根PSD为：

    由于所有的噪声均可认为是相互独立的，因此总等效输入噪声电流均方根PSD为S nall=
             ，其中包括2个散粒和4个热噪声电流。

2 模拟与分析
    为验证对等效输入噪声电流均方根功率谱密度的计算，采用文献[7]中的HBT外延层结构，见表2器件I部分。利用文献[8]中的HBT混合?仔型等效电路计算方法，在I C=5 mA条件下，得到器件I混合?仔型小信号等效电路的参数(如表3第1行)，其他参数分别取C j=275 fF、R s=10 ?赘、R f =1 000 ?赘、R f =500 ?赘[7]，分析结果如图4中实线所示。

   图4中圆点所示为PSPICE等效输入噪声电流的模拟结果，HBT的模型采用了PSPICE中双极晶体管的GP(Gummel-Poon)模型，可以看出，PSPICE模拟结果与第2部分的分析结果在误差范围内比较吻合。

    图4中方块点为文献[7]的实测结果，实测结果在100 MHz附近与分析结果很近似。低频时，实测噪声增大的原因是由于1/f 噪声的影响，由于1/f 噪声通常是采用经验估计值，因此在PSPICE和等效输入噪声电流均方根功率谱密度的计算时都没有给予考虑。对于100 MHz以上部分，实测与分析结果有着非常近似的斜率变化，同时误差也较小。使用器件I的集成前端中各种噪声电流对总噪声电流的贡献如图5所示，由图5可以看出，基极电流引起的散粒噪声与基极电阻引起的热噪声在2 GHz范围内起主要作用。

    对于10 Gb/s器件的结构[9](见表2中器件II部分)，得到相应的HBT混合?仔型小信号等效电路的参数如表3中第2行。根据等效输入噪声电流均方根功率谱密度的计算，各噪声电流的影响如图6所示，对于5 GHz以上频率，集电极电流引起的散粒噪声和基极电阻引起的热噪声起主要作用。

3 结论
    比较表3的器件I和器件II以及图5和图6中噪声电流均方根PSD的分析结果，可以得出：在高速时获得良好噪声特性的OEIC前端器件首先必须降低基区电阻R bb´，表3中器件II的R bb´仅为器件I的1/4，降低R bb´的方法通常为减薄基区的厚度和提高基区的掺杂浓度。另外，高频时还需要减小基极电流引起的散粒噪声，即：在给定的I C情况下，需要提高HBT直流增益?茁的值，因此在提高基区掺杂浓度的同时必须减小基区的面积，以减小基区中的各种复合电流对增益的影响[8]。集电极电流引起的散粒噪声与集成器件的整体面积有关，由式2可得S SnC的近似表达为：
S SnC=  2qI C [i 2πf (Cπ+Cc)  (i 2πf )2(C j+C bc)2R bb´+1
          +i 2πf (C j+C bc)]/g m     (7)
式7中，电容C j与探测器的入光面积有关，C bc和C c则与HBT的集电极面积有关[8]，通常情况下基区高掺杂对基极-发射极电容C π增大影响不大，因此减小集成器件整体面积可以大大减小S SnC，从而提高PIN/HBT的高频响应性能。

4 参考文献
[1] 崇英哲, 黄辉, 任晓敏. 高性能PIN/HBT集成光接收机前端设计 [J]. 半导体光电, 2003,24(4): 248—250.
[2] Huber A, Huber D, Morf T. Monolithic, High Transimpedance Gain (3.3 k?赘), 40 Gb/s InP-HBT Photoreceiver with Differential Outputs [J]. Electron Lett, 1999,35(11):897—898.
[3] Huber D, Bitter M, Morf T. 46 GHz Bandwidth Monolithic InP/InGaAs pin/SHBT Photoreceiver [J]. Electron Lett, 1999,35(1):40—41.
[4] Huber D, Bauknecht R, Bergamaschi C. InP/InGaAs Single HBT Technology for Photoreceiver OEIC’s at 40 Gb/s and Beyond [J]. IEEE J Lightwave Technol, 2000,18(7):992—1000.
[5] Huber D, Bitter M. A 53 GHz Monolithically Integrated InP/InGaAs PIN/HBT Receiver OEIC with an Electrical Bandwidth of 63 GHz [A]. 2000 Indium Phosphide and Related Materials [C]. Williamsburg, Virginia, USA,2000:325—328.
[6] Hullett J L, Muoi T V. Referred Impedance Noise Analysis for Feedback Amplifiers [J]. Electron Lett, 1977,13(6):387—389.
[7] Chandrasekhar S, Johnson B C. A Monolithic Long Wave Length Photoreceiver Using Heterojunction Bipolar Transistors [J]. IEEE J Quantum Electron, 1991,27(3):773—777.
[8] William L. Fundamentals of III-V devices: HBTs, MESFETs and HFETs/HEMTs [M]. John Wiley & Sons, New York, 1999.
[9] Chandrasekhar S, Lunardi L M. A 10 Gbit/s OEIC Photoreceiver Using InP/InGaAs Heterojunction Bipolar Transistors [J]. Electron Lett, 1992,28(5):466—468.

收稿日期：2004-02-20

[摘要] 文章研究磷化铟(InP)基异质结双极晶体管(HBT)和PIN光电二极管(PIN-PD)单片集成技术，利用器件的小信号等效电路详细计算了长波长PIN/HBT光电子集成电路(OEIC)光接收机前端等效输入噪声电流均方根(RMS)功率谱密度。分析表明：对于高速光电器件，当频率在100 MHz～2 GHz范围内时，基极电流引起的散粒噪声和基极电阻引起的热噪声起主要作用；频率大于5 GHz时，集电极电流引起的散粒噪声和基极电阻引起的热噪声起主要作用。在上述结论的基础上，文章最后讨论了在集成前端设计的过程中减小噪声影响的基本方法。

[关键词] 光接收机前端；磷化铟基异质结双极晶体管；PIN光电探测器；噪声电流；功率谱密度

[Abstract] The Root Mean Square (RMS) power spectral density of equivalent input noise currents from the small-signal model of InP-based PIN/HBT monolithically integrated photoreceiver front-ends is calculated in this paper. The result demonstrates that, for different kinds of high-speed photoelectric devices, the base current shot noise and base resistance thermal noise dominate in the frequency range of 100 MHz to 2 GHz, and both collector current shot noise and base resistance thermal noise are critical for frequencies beyond 5 GHz. Finally, based on the above analysis, the fundamental design rules are discussed to minimize the noise in integrated front-ends.

[Keywords] photoreceiver front-end; InP-based HBT; PIN photodetector; noise current; power spectral density